Der Barnzih V2 soll die Einstellmöglichkeiten: Offset (Attack) und Boost (Verstärkungskennlinie) vom Vorgänger übernehmen. Zusätzlich erhält er:

  • eine stufenlos einstellbare Bremse, die nun nicht mehr als "Handbremse" funktionieren wird sonder viiiiiel cooler...
  • KEINE Relais mehr. Er wird kontaktlos betrieben und hat als Ziel einen "Voltage Drop" des Regeltransistors nahe Null Volt!
  • eine einstellbare "Responce-Time" oder Anti-Spin, Traction-Control, wie auch immer man das Kind nennen mag...
  • nach wie vor keine PWM-Schaltung, er wird ein analoger Linearregler bleiben. Linear bedeutet hier erstmal: Ausgangsspannung direkt proportional zur Fingerstellung.

Okay, hier an dieser Stelle erstmal einen sehr großen Dank an Hans Vaalund oder besser: "Tusen takk"! Auf Hans wurde ich im SlotForum aufmerksam. Unter "Bimmer520" hatte er einen selbstentworfenen Regler vorgestellt und trotz der Genialheit ist die Schaltung irgendwie wohl untergegangen. Es gab kaum Interesse daran, tja, schade halt. Genial finde ich: mit dem geringst möglichen Schaltungsaufwand einen wirklich vielversprechenden Regler zu konstruieren. 
Hans hatte auch noch zwei Platinenlayouts angefertigt, eine Mordsarbeit...!
Leider sind die Links inzwischen nicht mehr verfügbar und so versuche ich nun einige seiner Ideen wieder aufzugreifen.

Der Transistor MJ15025 ist leider nur für Ströme bis 5A ein konstanter Regler. Jenseits dieser Grenze fällt sein Verstärkungsfaktor und die Kennlinie: Eingangs-/Ausgangsspannung flacht ab.
Das ist zwar mit der Boosteinstellung korrigierbar aber es muss besser gehen.
Der Transistor MJ11015 hat ja diese katastrophale Verstärkungskennlinie, zwar einigermaßen linear steigend aber auf keinen Fall konstant zu nennen.
Größter Nachteil beider Transistoren als Linearregler im Vergleich zum PWM-modulierten Regler ist der Spannungsabfall am Ausgang. Dieser kann bei hohen Strömen (ich rede jetzt mal von 10A) fast 2 Volt betragen.
Entgegenwirkend muß der Vollgaskontakt am Handregler entweder ein Vollgasrelais ansteuern oder der komplette Strom wird direkt über den Kontakt am Transistor vorbeigeschleust.
Das ist meiner Meinung nach die plumpeste Lösung und frustiert den Elektroniker wohl eher.

Ein idealer Verstärker mit Tücken

Das Bauteil unserer Wünsche heißt FET (Feldeffekttransistor) oder genauer: Power MOSFET (metal oxide semiconductor field-effect transistor).
Der MOSFET-Transistor wird wegen seiner unglaublichen Schaltleistungen bei geringster Selbsterwärmung fast ausschließlich zum Schalten benutzt, er dient im PWM-Regler (Slot.it, ACD, RTR...) als Endstufe.
Mit der richtigen Ansteuerung kann ein MOSFET aber durchaus auch als linearer Regler benutzt werden. Er glänzt dabei mit einer nahezu ideal gerade verlaufender (allerdings sehr steilen) Verstärkungskennlinie und einem unglaublich kleinen Widerstand am Ausgang, wenn er voll durchsteuert.
Man muss allerdings einige Nachteile berücksichtigen, die da wären: Schwellenspannung überwinden, Stromanstieg bremsen und Eigenschwingungen verhindern.

Schaltzeichen

Die Wahl des richtigen MOSFET

Das wichtigste: Da unsere Last (Slotcarmotor) mit einem Anschluß ja direkt an Masse liegt, muß unser Transistor logischerweise an Versorgungsspannung angeschlossen sein.
Aus Sicht des Transistors liegt er "oben", man nennt diese Anschlussmethode daher "High-Side-Driver" o.ä. da findet man schonmal jede Menge Infos im Netz.
Schaltungtechnisch verwendet man wenn möglich ein positiv schaltendes Bauteil, also z.B. einen PNP-Transistor wie MJ11015 oder eben einen P-MOSFET.
Grundsätzlich ginge natürlich auch ein N-Bauteil, man muss aber nur wissen, daß dadurch Emitter oder Source nur über die Last Verbindung zu Masse haben. Und das ist eine unkonstante Größe (der Motor stellt einen unlineareren, induktiven Widerstand dar), diese in die Berechnungen einzubeziehen ist sehr kompliziert.
Der P-MOSFET ist leider nicht so genial wie der N-MOSFET, er leidet unter kleinen, physikalischen Unwegsamkeiten, das kommt in unserer Schaltung allerdings nicht zum Tragen.

Hans benutzt in seinen Reglern als P-MOSFET einen FQP27P06 der Firma Fairchild. Dieses daumennagelgroße Bauteil kostet 1 EUR und schafft locker einen Dauerstrom von 27 Ampere!
Die wichtigen Eckdaten sind: ID 27A, VDSS -60V, RDS(on) = 0.07Ω. Okay, Hans war bemüht die Kosten gering zu halten.
Wir können´s uns ja leisten und achten auf einen RDS(on) von weniger als 0.07Ω.

Zum Verständnis: Gehen wir von unserem Strom von 10 Ampere aus. Der verursacht am Ausgang DS (Drain-Source) bei voller Aussteuerung 10A*0.07Ω=0.7V. Uaaah, ich höre schon die Hardcore-Slotter aufheulen... Das ist aber auch wirklich nicht mehr zu vernachlässigen, daher besser weniger, falls möglich.
Übrigens wird dieser charakteristische Diodenspannungsabfall am Ausgang gerne als "Voltage-Drop" bezeichnet. 

Eine weitere wichtige Aussage ist V(GS) / V(DS), die Verstärkungskennlinie. Die wird jetzt nicht mehr als Wert angegeben sonder als Kennlinienfeld gezeichnet. Man kann daraus erfahren, wie sich die Spannung am Ausgang (VDS) einstellt, wenn der Ausgangsstrom (ID) steigt, abhängig von der Steuerspannung (VGS).
Verwirrt? Das ist das Problem: man hat ein zweidimensionales Bild mit drei veränderbaren Größen, das ist irgendwie nicht so toll zu zeichnen. Daher malt man jeweils eine Kurve mit einer konstant bleibenden Größe (hier: VGS) und hofft, daß der Leser sich das irgenwie zusammenreimen kann :-)

Versuche

Hier am Beispiel: Wir nehmen die oberste Linie. Da liegt die Eingangsspannung (VGS) unseres MOSFETs bei 15V. Je nachdem wieviel Ausgangsstrom (ID) unser Motor nun zieht, wird sich eine Spannung am Ausgang (VDS) einstellen müssen. Beginnend mit 2A und 0V bis z.B. 20A und 1V. Legen wir aber nur eine Eingangsspannung von 4.5V an, so wird unser Motor nur 1A bekommen, da unsere Ausgangsspannung über VDS am Transistor mit 10V den Hahn zuschraubt. Ideal wäre es, wenn alle Kennlinien kerzengerade von links nach rechts verlaufen würden.
Das tun sie auch fast, wenn man die logarithmische Skala gegen eine lineare austauschen würde... 
Leider arbeiten wir in der Fläche, wo es nicht ganz so gerade zugeht, es sei denn, ihr wollt eure Autos mit 50A fahren (im RC-Bereich durchaus normal), dieses Problem bekämpfen wir aber später mit einem anderen Kniff.
In diesem Zusammenhang ist ein Wert noch sehr wichtig: VGS(TH) Treshhold- oder Schwellenspannung. Die besagt nämlich, wann die "ganze Sache" überhaupt erstmal losgeht (also überhaupt erst einen Stromfluss am Ausgang bewirkt).
Wenn wir einen MOSFET mit VGS(TH) von etwa 2V ergattern können wäre das ein Spitzenwert. Hochleistungs-MOSFETs haben meist eher 4V. Je weniger desto besser.

Alles andere ist nicht ganz so wichtig, da wir nicht schalten wollen, sondern regeln. Die Schaltzeiten ,Umladungsenergie, thermisches Verhalten... naja, eher egal.
Wichtig nur: Dauerstrom vielleicht bei ca. 30A und Spannungsfestigkeit am Ausgang vielleicht etwas mehr als 30V (sicher ist sicher).

Ich habe daher den SUP65P06 gewählt. Eckdaten sind: VDS: 60V, ID: 65A, RDS(on): 0.02Ω wobei dies den Maxwert bei ID: 80A darstellt, RDS(on) liegt tatsächlich bei lediglich 0.015Ω bis 20A.

Versuche

Hier das zugehörige Kennlinienfeld des SUP65P06. Ich habe mal diese rote Kennlinie ins Ausgangsfeld mit eingezeichnet. Sie entspricht der Steuerkennlinie UGS, wenn man die Schwellenspannung UTH abzieht.
Das Feld zur linken der roten Linie kennzeichnet beim MOSFET den linearen Bereich (Verstärkungsfaktor steigt linear, sozusagen wie ein ohmscher Widerstand), der Teil zur rechten der roten Linie ist der konstante Bereich (Sättigungsbereich). Im Sättigungsbereich verläuft die Verstärkungskurve nahezu konstant.
Häääh? Okay, das soll einfach verdeutlichen, daß man beim MOSFET-Transistor darauf achten sollte, ihn möglichst im Sättigungsbereich zu betreiben. Dann kann er nämlich als nahezu ideale, spannungsgesteuerte Stromquelle benutzt werden.
Dazu muss ich später noch was schreiben, nur soweit: wir betrachten erstmal nur den Strom am Ausgang des Transistors, der über eine gedachte "ideale" Last fließt. Die ideale Last würde unser Slotcarmotor allerdings wohl nur bei -273°C darstellen, wir betrachten ihn aber so, als würde an ihm kaum ein Spannungsverlust auftreten.  
Das Wort: Sättigungsbereich vergessen wir besser gleich mal wieder. Beim normalen Transistor bzeichnet das nämlich den Bereich in dem man gar nichts mit dem Teil anfangen kann, bei diesem Begriff kommt man gerne mal durcheinander...

Zusammenfassend: Wenn wir es schaffen, unseren MOSFET im Sättigungsbereich zu betreiben, also jenseits der roten Linie (Tresholdspannungskurve U(TH) kann man einfach mit dem rechten Feld arbeiten, wo Ausgangsstrom ID nur zusammen mit der Steuerspannung UGS dargestellt ist, wie hier unten im Bild. Merke: Die Stromstärke im Sättigungsbereich ist unabhängig von der Drain-Source-Spannung und damit konstant für eine feste Gate-Source-Spannung.
Diese Linie stammt allerdings vom FQP27P06, gilt aber auch für unseren SUP65P06. Hier wurde glücklicherweise eine andere Skalierung gewählt und auch der Ausgangsstrom ID ab 0.1A kann schön abgelesen werden. Beim SUP65P06 steigt der Strom allerdings weiterhin an und knickt nicht so früh ab wie beim FQP27P06, gelle?!

Versuche

Ptot_SUP65P06
Hier übrigens noch die Todeszone, die für unseren MOSFET gilt. Ich habe den "grünen" Bereich mal gelb eingefärbt (sehr sinnig :-). Wenn wir uns in diesem, als DC-Bereich gekennzeichneten Feld aufhalten, dann passiert unserem MOSFET nichts, er wird höchstens heiss. Erlaubte Verlustleistung: 250W bei 25°C, muss gut gekühlt werden, damit er nicht zu heiss wird! Ab 50°C fängt der Ausgangsstrom damit an, abzuflachen. Wir brauchen also zwingend einen guten Kühlkörper oder ein ALU-Gehäuse!

An dieser Stelle gleichmal ein Tip, der das alles viel einleuchtender erklärt, die Lernseite der Uni Oldenburg! Puuuuh, warum so kompliziert, wenn es doch ganz einfach ist...?

Ääääh, wie erreichen wir denn, daß wir immer jenseits der U(TH) sind?

Theorie

Zuerst: dieses Kapital könnt ihr eigentlich überspringen, denn es beschreibt rein die Theorie, wie man grundsätzlich den Arbeitspunkt des Mosfets bestimmt. Wir werden unseren MOSFET jedoch später so betreiben, dass sein Arbeitspunkt ständig dynamisch angepasst wird, abhängig der Motorspannung. Wir erreichen das durch eine Feedbackgesteuerte Operationsverstärkerschaltung. Später mehr darüber.

Das Kennlinienfeld

Wie ihr seht sind Strom und Spannung das einzige, was uns für die Ansteuerung des Transistors momentan interessiert.
Strom und Spannung? Man könnte aus diesen beiden Größen Leistung und Widerstand bestimmen? (R=U/I, P=U*I).
Und tatsächlich besagt unsere Strom-Spannungs-Kennlinie nichts anderes, es ist die gezeichnete Widerstandsgerade des Ausgangswiderstandes unseres MOSFETs.

Motor

Was interessiert uns eigentlich am Motor? Oder besser: Was sind die wichtigen Eckdaten unseres Slotcarmotors?
Wenn man die Slotter fragt: Drehzahl und Spannung…und das genau sind die Werte, mit denen man am Regler nichts anfangen kann. Klasse, oder?
Wir sehen aus Reglersicht die Spannung als lästige Begleiterscheinung oder höchstens als Mittel zum Drosseln unseres Motors, uns interessiert eigentlich der Stromfluß.
Als weiteres Handycap kommt hinzu: wir müssen mit unserem „Stromsteller“ auch verschieden Motoren abdecken können, bzw. verschiedene Einstellmöglichkeiten oder Setups bieten.
Über unsere Slotcarmotoren findet man einiges im Netz, man verwendet am besten die Begriffe:

  • „brushed DC-motor“
  • „Bürsten-Gleichstrommotor“
  • Gleichstrommotor mit Permanentmagneterregung
  • Kommutierender Gleichstromotor

Eine interessante Abhandlung über das Wichtigste findet man bei Maxon

Was man leider nicht findet, ist eine Kennlinie, die Strom und Spannung abbildet. Warum das so ist, seht ihr gleich. Wir müssen uns also selbst die Arbeit machen und für unsere Motoren eine Messtabelle anlegen.
…also: Auto auf die Bahn (oder Rollenprüfstand?) und mit verschiedenen Spannungen den gemessenen Strom in eine Tabelle eintragen, Punkte in ein Spannungs/Stromdiagramm einzeichnen. Siehe da, wir erhalten so für jeden unserer Motoren eine Widerstandsgerade, uns interessiert nur der „Fahrbereich“, wir vernachlässigen Anlauf- und Bremsstrom. Die Kurve unten konnte leider nur im Leerlauf aufgenommen werden.
Versuche

Gesagt, getan. Ups, was sehen wir da? Abhängig der Spannungsvorgabe ändert sich die Drehzahl in einer großen Spanne, der Strom jedoch kaum merklich.
Das bedeutet ja, dass wir unseren Stromregelnden MOSFET gar nicht sinnvoll einsetzen können...?
(Der Knick in der Kennlinie ist tatsächlich vorhanden, muss am Motor liegen, evtl. verstellt sich der Winkel der Kohlen ab einer gewissen Drehzahl)

Bleiben wir jedoch noch kurz bei der Geraden, der Einfachheit halber verwende ich nur die lineare Näherung. Diese müsste nun reziprok in das Ausgangskennlinienfeld unseres Transistors eingezeichnet werden (quasi um die Horizontale gespiegelt).
Wir würden nun jede Menge Schnittpunkte erhalten und könnten dazu die zugehörigen Werte für die Steuerspannung UGS ablesen. Theoretisch wie hier:

Das wäre die Vorgehensweise um ungefähr zu erkennen, mit welcher Spannung wir unseren MOSFET anzusteuern haben. Leider ist dieser Bereich in der riesigen Skalierung unseres Kennlinienfeldes nicht einzeichenbar, er liegt ganz unten und es ist anzunehmen, daß wir mit diesen kleinen Strömen bei weitem nicht den Sättigungsbereich des MOSFETS ereichen werden. Au Weia, war die ganze Theroie jetzt für die Katz?
Zum Glück hat Hans einen funktionstüchtigen Regler gebaut, es muss also funktionieren, so schnell lassen wir uns nicht unterkriegen.

Praxis

Ihr ahnt es schon: das wussten wir vorher schon in etwa. Wir erkennen mal wieder nur zu deutlich, daß ohne einen kleinen Versuchsaufbau unser Köpfchen etwas blockiert. Die Praxis muss jetzt weiterhelfen und uns die fehlenden Erkenntnisse liefern.
Was wir bereits vermuten: aus der linearen Fingerstellung wird eine relativ krumme Ansteuerkurve resultieren, um den ganzen Regelbereich des Motors abdecken zu können. Die benötigte Spannung UGS wird im Vergleich zur Motorspannung eine sehr viel kleinere und nicht lineare Spanne benötigen.
Wir werden eine gewisse Offsetspannung benötigen, um den MOSFET immer über UTH  betreiben zu können. Das wäre relativ einfach über einen Spannungsteiler zu realisieren. Aber unsere Bahnspannung ist ja nicht immer gleich, 10V, 12V, 15V, je nach Motor gibt es verschiedene Vorgaben, über ein festes Widerstandsverhältnis ist das also nicht hinzubekommen, denn UTH ist ja im MOSFET-Design fest eingeprägt und für alle Spannungen auf dem gleichen Wert!
Wir wissen ja inzwischen, dass wir mit unserer Steuerspannung UGS einen Strom nach belieben am Ausgang fließen lassen können. UDS am Ausgang wird sich automatisch einpendeln, je nach Last, beim Kurzschluß des Motors würde UDS sogar nahe 0Volt kommen, eben bis zum minimalen RDS(ON). Das alles soll im folgenden Versuchsaufbau bewiesen werden:

Versuche

Das Ergebnis:

Versuche

Erkenntnis: Wie ihr sehen könnt, schaffen wir es ohne weiteres den MOSFET zum Durchsteuern zu bewegen. Zwischen 4,5V und 6V erreicht er alle Zustände am Ausgang. Auch RDS(on)wird mit 2,8A erreicht, gemessene 0,23V am MOSFET-Ausgang lässt auf einen RDS(on) von 0,23V / 2,82A = 0,082 Ω schließen. Nach Datenblatt sollte er allerdings bei 0,05 Ω liegen, das könnte aber auch durch einen kleinen Meßfehler erklärbar sein, muß ich nochmal prüfen.
Jetzt sollte der Durchlauf nochmals mit größerer und kleinerer Last erfolgen.

Versuch mit 6,6 Ω:

Versuche

Erkenntnis: Wie ihr sehen könnt, schaffen wir es wieder ohne weiteres den MOSFET zum Durchsteuern zu bewegen. Zwischen 4,9V und 6V erreicht er alle Zustände am Ausgang. Auch RDS(on) wird mit 1,44A erreicht.

Versuch mit 1,65 Ω:

Versuche

Auch hier wieder alles okay, allerdings wird die Regelspanne mit zunehmender Last immer größer, oder technisch gesprochen: Unsere Range steigt.
Lag unser Offset bei allen Lastwiderständen immer gleich auf ca. 6V, sank die Range mit 4,5V bei 6,6Ω auf 3,1V mit 1,65Ω. Hier nochmal deutlich zu erkennen, wenn man alle drei Kurven zusammenbringt:

Versuche

Um einen dirketen Vergleich zu unseren PNP-Transistoren zu haben, habe ich nochmals die Widerstandskennlinien für MJ15025 und MJ11015 aufgenommen.

VersucheMJ11015
 Versuche MJ15025

Ergebnis an Last 3.3Ω:

PNP-Transistoren

Hier sieht man auch deutlich die Unterschiede der Transistoren, MJ15025 Konstante Verstärkung, MJ11015 Lineare Verstärkung mit Übergangsproblemen oben und unten.

In diesem Zusammenhang möchte ich nochmal auf das Frost-Schaltungsdesign eingehen. Hier wird nämlich ein kleiner Kniff angewandt, um die stark steigende, aber einigermaßen lineare Kennlinie des MJ11015 zu begradigen (zu einer konstanten Kennlinie zu machen), man nennt das Rückkopplung, Rückführung oder Feedback.
Prinzip dabei ist immer, dass der Stromfluss durch die Last (unseren Motor) zurückgemeldet wird, und mit in die Ansteuerung des Transistors rückgekoppelt wird.

Feedback MJ11015 Frost-Schaltung mit Feedback

Feedback MJ11015 Ergebnis

Wie man erkennen kann, bleibt die Ausgangskennline des MJ11015 unverändert, bis auf die Tatsache, dass die Transistoransteuerung den maximal möglichen Stromfluß nicht mehr erreichen kann, das ist gleichzeitig der grosse Nachteil des Feedbacks per Spannungsteilung.
Andererseits fällt auf, dass die Ansteuerspannung (gemessen an Basis - Kollektor) nun größtenteils konstant ist. Diese Spannung an Basis - Kollektor istdirekt proportional zur Potistellung (Fingerabzug).
Diese Erkenntnis ist für uns sehr wichtig.

Zurück zum Vergleich MJ11015 und MJ15025: Der MJ15025 hat einen konstanten Verstärkungsfaktor, benötigt daher keine Rückkopplung und kann somit weiter aussteuern!


Im Vergleich MJ11015 und FQP27P06 müsstet ihr erkennen können, dass deren Kennlinien bei gleicher Last einander ähneln. Hier nochmal direkt im Vergleich:

Transistorvergleich

Dass nach oben hin der Strom etwas gebremst wird, liegt in den Innenwiderständen unserer Transistoren begründet. Der "Voltagedrop" am Kollektor-Emitter-Übergang des MJ11015, der charakteristisch etwas mehr als 1V beträgt, begrenzt hier den Stromfluß, beim MOSFET ist dies der Widerstand RDS(on), der hier am FQP27P06 etwas größer ausfällt. Nun, man könnte einfach 3 MOSFETS parallel benutzen, dann wäre dieses Problem auch behoben. Die Transistoren MJ11015 lassen sich aber nicht sinnvoll parallel schalten, zumindest nicht mit dem Ergebnis, dass sich der Voltagedrop verringern würde.
Aus diesem Beispiel folgt, dass wir ohne große Anpassungen die Frost-Basisschaltung mit unserem MOSFET nutzen könnten, das ist tatsächlich so, ich habe das mal hiermit getestet (allerdings mit der improved Controler Schaltung von John):

Frost_1_MOSFET
Erste Schaltung, basierend auf dem Frost-Design mit MJ11015.
Die Schaltung funktioniert zwar, hat aber einige Nachteile, bedingt durch den Kompromiss aus Widerstandswert / Stromflußbegrenzung Steuerstrom. Um die Schaltung möglichst in den Spannungsbereichen zwischen 10V und 30V betreiben zu können, muß der Stromfluß durch die beiden Widerstände 180Ω und 360Ω begrenzt werden, das ist ihre einzige Funktion in der Schaltung. Mit dem Offset legt man die Spannung UTH vor, bis bei gerade mal leicht gelöster Bremse ein Strom durch den Ausgang am MOSFET zum fließen kommt.
Ab diesem Offset (bei FQP27P06 zwischen 3,5V...4V) hat man nun den kompletten Regelbereich am Wiperboard zur Verfügung. Leider reagiert das Offset-Poti sehr empfindlich, es müsste als qualitativ sehr hochwertiges Poti ausgeführt sein, bei hohen Strömen würde ein leichtes Abweichen mit ziemlichen Sprüngen am Ausgang reagieren. Des weiteren muss der Trigger angepasst werden, mit ca. 3kΩ bestückt bleibt der Steuerstrom im Rahmen.
Die Schaltung ist als erste Annäherung zum Regler zu sehen, im Bereich bis 15V könnte man sie aber ohne Probleme verwenden, der Strom am Ausgang ist bis 20A und ohne merklichen Voltage-Drop ausregelbar, man kann ja auch mehrere MOSFETS parallel betreiben.

MOSFET_Feedback MOSFET mit Feedback

Kennlinie_Mosfet_Frost Kennlinie Mosfet mit Feedback. Die Kennlinie wurde aufgenommen mit einem MOSFET: Offset 50%, Kurve 90% (Feedback)

 

Kennlinie_Mosfet_Frost_2
Kennlinie Mosfet mit Frost-Design. Die Kennlinie wurde aufgenommen mit einem MOSFET: Offset 50%, Kurve 50% (Feedback)
Wie ihr erkennen könnt, kann man die Kennlinie linearer bekommen, allerdings muss man dabei immer in Kauf nehmen, dass die max. Ausgangsspannung sinkt.

 

MOSFET_Feedback_Responce MOSFET mit Feedback und Responce-Time

 

Diese Schaltung ist etwas praktikabler, hat eine leichte Einkopplung des Motorstromes, der als "Kurve" den Anstieg der Verstärkung beeinflusst.
Das tolle an diesen "Frost"-Schaltungen ist, dass sie sehr einfach aufzubauen sind. Leider haben sie auch entscheidende Nachteile:

  • Die Arbeitspunkteinstellung per Spannungsteiler lässt meist nicht zu, dass der komplette Arbeitsbereich des Transistors ausgenutzt werden kann. Stromflußbegrenzung erfordert, dass Widerstände benötigt werden, die nur reine Schutzfunktion ausüben, die Schaltung aber nachteilig beeinflussen.
  • Hohe Widerstandswerte sind erforderlich, das bedeutet: Verwendung eines nicht einfach erhältlichen Abgriffs (SCD-Wiperboard, Potentiometerabgrif...) ist nötig.
  • Keine Eindeutigen Einstellwerte. Das Ändern eines Parameters führt zwangsläufig zum Verstellen der anderen Parameter. Nachjustierung ist erforderlich.
  • Unlinearitäten oder Regelverhalten der Transistoren sind nur sehr begrenzt ausgleichbar (Feedback des Ausgangssignals).

Daher werden wir nicht um den OP-Verstärker rumkommen, wenn wir einen richtig guten Regler haben möchten. Die OP-Schaltungen sind einfach zu verstehen. Ich werde mich bemühen, zu jeder Schaltungsvariante eine einfachere Grundvariante als Alternative rauszusuchen.